低功耗、高性能是音頻放大器一直追求的目標。近幾年來CMOS功率放大器得到很大發展，采用此工藝將會有效地降低功耗，但是隨之而來的問題是如何獲得有效的增益帶寬，降低電源等產生的噪聲，如何有效降低諧波失真，在低電源電壓下獲得近乎滿幅的輸出，以獲得有效的電壓輸出等。
本文介紹的兩級密勒補償結構的放大器結構簡單，很好地滿足了增益帶寬及電壓輸出擺幅的要求。
放大器的結構
該功率放大器采用三級放大結構。輸入級為折疊式放大結構，輸入管為p管，以降低閃爍噪聲。折疊式輸入級的輸出，直接作為輸出級中p溝晶體管的驅動。
第二級為非反相放大級，它由一個共源p溝輸入管，一個電流鏡和一個電流為80μA的恒流源組成。該級電路的重要作用在于為輸出級的n管提供合理的偏置電壓，以使輸出級的兩個管子的偏置電壓分開，從而實現AB類輸出。
輸出級則為推挽式的AB類結構，該結構的特點是p管和n管交替導通，這樣輸出電壓僅損失一個管子的過驅動電壓，有效地提高輸出電壓的水平，滿足在低電源電壓下信號的輸出驅動的要求。本設計電路輸出級的靜態電流為1mA。放大器的輸出級和第一級及第二級之間有兩個密勒型的補償回路，密勒補償采用了零電阻補償法，該方法通過將補償電容CC串聯一個電阻RZ，消除了僅由電容進行補償引起的右半平面(RHP)零點效應，增加電路的穩定性。
npower2線用于省功耗控制，當它的值為低電位時，整個電路不工作，處于省功耗狀態。省功耗控制對于便攜式系統是十分必要的。
具體結構如圖1所，其中Vp1，Vp2，Vn2和Vn2為偏置電壓。
圖1 放大器電路的結構
放大器電路穩定性分析
在未接補償電容和電阻的情況下，開環響應的極點頻率
f1=1/(2πR1C1)； f2=1/(2πR2C2)；f3=1/(2πR3C3)，
式中：Ri和Ci(i=1，2，3)分別是第i級的等效輸入電阻和電容，其中R3為輸出負載電阻。
帶補償的三級功率放大器穩定性設計的條件是主極點f1≤fT
圖2是未加補償的帶有32Ω負載的三級放大器的波特相位特性的仿真結果，由此圖可以看出，未加補償前在單位增益頻率范圍內有兩個極點，相位裕度只有36°，電路不夠穩定。
圖2 未加補償時的波特相位圖
圖3給出了負載為32Ω的三級放大器加補償之后的仿真結果，f1，f2極點通過補償被有效分離，f1向低頻點移動，移動到較低的頻率，而f2則移動到fT頻率外，達到很高的頻率。由f1≤fT
圖3 補償后的波特相位圖
采用兩級零電阻補償的方法將引入兩個零點，一個為右半平面(RHP)零點，另一個則為左半平面(LHP)零點。它們的值分別為：ZRHP=1/(CC2/gm3-RZ2CC2)；ZLHP=-1/(RZ1CC1)，其中CC1，RZ1，CC2，RZ2分別為第一級和第二級的補償電容與電阻，gm3為第三級的跨導。
右半平面的零點存在將會減緩幅值下降，因而使增益交點外推，更遠離原點，從而大大降低電路的穩定性，因此必須將其消除。由右半平面零點的公式，理論上可以推出：選擇零電阻RZ2的值，使其滿足RZ2=1/gm3，則右半平面零點被移到無窮遠處，從而不再對電路的穩定性產生影響。但是在實際的工作電路中由于輸出管跨導補償電阻分別受工作電流、溫度、工藝等因素變化的影響，會偏離理論值，因此二者相等的要求是不可能滿足的。而在實際的設計中也并無此嚴格的要求，一般情況下只要零點的位置滿足在單位增益頻率10倍以上，零點對電路穩定性的影響就可忽略。
由圖3可以看出該電路的相位裕度在開環情況下可達86.6°，此時增益帶寬為100MHz，電路的穩定性得到很大提高。
下面將分別討論左半平面零點及右半平面零點在本設計中如何滿足要求。
由前面的分析及圖3可以看到，整個電路之所以帶寬高達100MHz，主要是左半平面零點的值較低，減緩了單位增益頻帶內幅值及相位的下降。雖然在所設計的電路中這個零點是無害的，但根據耳機音頻電路的要求，100MHz的帶寬是完全沒有必要的，所以可以在此電路的基礎上稍加改進，將電阻RZ1改成100Ω，補償電容Cc1大小不變，那么左半平面零點的值為350MHz，此時單位增益頻率為32MHz，左半平面零點對單位增益帶寬的大小不再有影響。 對于右半平面的零點，設計中選擇補償電容Cc2為2pF，補償電阻RZ2為1kΩ，則由右半平面零點公式及其應滿足的條件(ZRHP≥10倍的增益帶寬)可以推出(1/gm3-RZ2)有很大的變化范圍。也就是說跨導及電阻可以隨實際工作電流、溫度、工藝等條件的變化而變化，并且允許存在較大的變化范圍。
該電路的輸出負載是32Ω的電阻，由于此設計采用的是單電源供電，輸出偏置在1.65V，因此在實際電路中需串聯一個大的輸出耦合電容，以防止直流電流流過耳機造成功率損耗，嚴重的甚至有可能損害耳機或者是耳機驅動。此電路中采用的是220μF的電容。加入此電容對電路的低頻響應有一定影響，但仍滿足人耳的聽力范圍要求。
輸出電壓的擺幅
對于便攜式功率放大器，由于其供電電壓的降低，為了得到有效的輸出電壓就要求輸出擺幅盡可能接近滿幅要求。本設計電路采用的是AB類輸出結構，因此電壓在輸出時只損失一個n管或p管的過驅動電壓，使輸出電壓的范圍得到很大提高。下面將在AB輸出級的基礎上研究如何降低n管和p管的過驅動電壓，以進一步提高電壓擺幅。以n管為例，在n管飽和導通時流過它的靜態電流為1mA，那么在這個電流下如果輸出管的寬長比取得較大，那么過驅動電壓VDSAT=VGS-VTn就可以有較小的值，從而輸出電壓的最小值將會降低，輸出范圍增大。類似p管采用較大的寬長比也可以提高最大電壓的輸出水平。該設計電路選擇的p管的寬長比為3072/1，n管的寬長比為768/1，當然較大的寬長比是以犧牲面積得到的，但本電路輸出級的寬長比相對于同類電路卻小得多。
該電路最大輸出擺幅可達2.7V，輸出電壓效率為81.8%，屬于大輸出電壓擺幅，此時其相應的最大輸出功率為29mW。
放大器的失真
功率放大器的一個重要的性能指標是總諧波失真加噪聲。總諧波失真主要是由非線性元件引起的。在電路結構完全對稱且不存在元件不匹配的情況下偶次諧波失真是可以消除的，但實際上這樣嚴謹的電路是不存在的，而且對于音頻電路來說，對音質影響較大的為奇次諧波失真。因為人耳對奇次諧波失真比較敏感，而對偶次諧波要差的多。降低總諧波的方法一般是增加適量的內部反饋環，選用線性性好的器件來實現的。本文采用的三級放大電路存在兩個內部反饋環，與兩級放大電路相比有效地抑制了諧波失真。
測得在3.3V電源電壓，1kHz輸入信號頻率，0dB增益及滿擺幅即2.7V輸出電壓下，該三級放大電路的總諧波加失真為-68dB。