2002年2月，美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)（FCC）規(guī)劃了3.1 GHz～10.6 GHz的頻譜資源作為超寬帶無(wú)線通信的頻段，并引發(fā)了國(guó)內(nèi)外廣泛的關(guān)注[1-2]。超寬帶UWB(Ultra-Wideband)以高傳輸速率、低功耗、較強(qiáng)的抗干擾能力等優(yōu)勢(shì)，成為最具研究潛力的技術(shù)之一。作為超寬帶無(wú)線接收機(jī)前端的低噪聲放大器，其噪聲性能直接影響整個(gè)系統(tǒng)的靈敏度指標(biāo)，主要作用是對(duì)接收到的微弱信號(hào)進(jìn)行放大。低噪放的設(shè)計(jì)需要在噪聲、帶寬、增益及功耗等指標(biāo)中需要做出折中考慮，它的設(shè)計(jì)在接收射頻前端中有著至關(guān)重要的作用。

　　本文采用TSMC 0.18 μm工藝設(shè)計(jì)了一種基于噪聲消除技術(shù)、工作在3 GHz～5 GHz頻段的CMOS超寬帶、低噪聲放大器。采用單端轉(zhuǎn)差分的balun結(jié)構(gòu)，對(duì)LNA噪聲進(jìn)行優(yōu)化。本文采用共柵管（CG）作為輸入匹配，共柵管與共源管并聯(lián)實(shí)現(xiàn)噪聲消除的目的，并運(yùn)用串聯(lián)電感負(fù)載的辦法提高高頻增益，實(shí)現(xiàn)了噪聲消除與寬帶的匹配。

1 共柵結(jié)構(gòu)分析

　　UWB LNA的輸入匹配電路由共柵管M1、L1、C1組成，如圖1所示。Cgs為M1管的柵源電容，Cd是M1管的漏極電容，Co是雜散電容。CMOS放大器的主要噪聲來(lái)源于主放大器MOS管的溝道熱噪聲，其噪聲表達(dá)式為：

　　其中，RL是共柵管的負(fù)載電阻，RS是信號(hào)源阻抗，假設(shè)=1.33，其噪聲系數(shù)NF約為4 dB[3-4]，不能滿足超寬帶低噪聲放大器的設(shè)計(jì)要求，須針對(duì)其缺點(diǎn)對(duì)電路進(jìn)行噪聲優(yōu)化。

　　該超寬帶低噪聲放大器的輸入阻抗為[5]：

　　其中，gm是共柵管M1的跨導(dǎo)，ZL是M1的負(fù)載電阻，rds是M1的漏源電阻。由于ZL的阻值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于rds，輸入阻抗的實(shí)部表達(dá)式為：

2 噪聲消除設(shè)計(jì)分析

　　2.1 噪聲消除技術(shù)

　　本文采用共柵管作為輸入匹配，有用信號(hào)經(jīng)兩條Cascode支路后幅度相同，相位相反，差分輸出后增益加強(qiáng)。噪聲信號(hào)經(jīng)兩條Cascode支路后幅度相同，相位相同，差分輸出后噪聲消除。

　　圖2為共柵管輸入匹配電路圖，輸入電流iin可表達(dá)為輸入電壓與輸入阻抗之比：

　　其中，共柵管的輸入阻抗匹配到信號(hào)源阻抗Rin，CG=RS=50 Ω。流入負(fù)載的電流設(shè)為iR1：

　　其中Vout，CG是共柵管的輸出電壓，設(shè)共柵管M1的放大倍數(shù)為ACG，ACG=，如圖2所示，iin=iR1，聯(lián)立式（4）、式（5）得：

　　由式（7）可得，共柵管M1的放大倍數(shù)等于負(fù)載電阻R1與信號(hào)源阻抗RS之比。

　　采用常用的噪聲消除技術(shù)設(shè)置原則優(yōu)化共源管M1的柵寬值，其值的大小與M3管的柵寬值大小有一定的比例關(guān)系，M1的跨導(dǎo)與M3的跨導(dǎo)也就有著對(duì)應(yīng)的比例關(guān)系，gm(CS)=ngm(CG)。負(fù)載則有相反的比例關(guān)系，即RCG=nRCS。n值的選取根據(jù)電路的不同而有不同的設(shè)置。

　　在增益、輸入匹配及噪聲系數(shù)指標(biāo)中做折中，n=4是較好的選擇[6]。M1的跨導(dǎo)為gm，M2的跨導(dǎo)取值為4gm，為了滿足電路所需的平衡狀態(tài)，差分輸出的兩路應(yīng)該有相同的放大倍數(shù)，即：

　　根據(jù)式（8）得，負(fù)載R2的阻值是R1的1/4。R1的阻值選取為1 200 Ω，則R2==300 Ω。差分電路輸出端的電壓Vout，diff表達(dá)式如下所示：

　　Vout，diff=ACG-ACS=2ACG(9)

　　式（9）表明，差分輸出后有用信號(hào)增強(qiáng)。

　　2.2 Balun-LNA Topology

　　圖3所示為采用噪聲消除技術(shù)設(shè)計(jì)的UWB LNA的完整電路圖，共柵管M1與共源管M3通過(guò)耦合電容C2并聯(lián)，其目的是加大增益及增強(qiáng)電路的隔離度，同時(shí)能夠有效減少M(fèi)1管、M3管的Miller效應(yīng)。M1與M2管組成了共源共柵結(jié)構(gòu)，M3與M4組成了共源共柵結(jié)構(gòu)，M5與Rf組成了電路的偏置電路。

　　有用信號(hào)經(jīng)M1管后被同相放大，即X節(jié)點(diǎn)與Y節(jié)點(diǎn)相位同相；有用信號(hào)經(jīng)過(guò)M3管后被反相放大，即X節(jié)點(diǎn)與Z節(jié)點(diǎn)相位反相。由于M1管與M3管應(yīng)具有相同的放大倍數(shù)，即Y節(jié)點(diǎn)與Z節(jié)點(diǎn)是幅度相同、相位相反的兩個(gè)信號(hào)，由差分電路輸出后有用信號(hào)被增強(qiáng)。

　　對(duì)于MOS管的溝道熱噪聲信號(hào)而言，經(jīng)過(guò)共柵管M1的電流噪聲在X節(jié)點(diǎn)與Y節(jié)點(diǎn)的相位相反。經(jīng)過(guò)共源管M3的電流噪聲在X節(jié)點(diǎn)與Z節(jié)點(diǎn)相位相反，即Y節(jié)點(diǎn)與Z節(jié)點(diǎn)的噪聲信號(hào)是幅度、相位相同的兩個(gè)信號(hào)，由差分電路輸出后共模噪聲得以消除。

3 仿真結(jié)果分析

　　本文基于TSMC公司的0.18 m標(biāo)準(zhǔn)工藝設(shè)計(jì)了超寬帶低噪聲放大器。圖4～圖7是S參數(shù)和噪聲系數(shù)的仿真結(jié)果圖。

　　由圖4、圖5可見(jiàn)，在3 GHz～5 GHz頻率范圍內(nèi)，輸入反射系數(shù)S11小于-11 dB，輸出反射系數(shù)S22小于-11.2 dB，表明電路具有較好的輸入、輸出匹配特性，能夠有效減少信號(hào)的反射；反射隔離系數(shù)S12小于-60 dB，表明電路的反相隔離度性能良好。由圖6可見(jiàn)，在3 GHz～5 GHz頻率范圍，電路正向增益S21大于17.5 dB，L1與C1諧振位于低頻點(diǎn)，有效提高了輸入阻抗特性和低頻增益，其中螺旋電感L1的品質(zhì)因子Q在整個(gè)頻率范圍內(nèi)均大于8；負(fù)載電路合理的選擇能夠有效提高電路的高頻增益。由圖7可見(jiàn)，電路的最小噪聲系數(shù)NFmin在3 GHz～5 GHz范圍內(nèi)小于2.4 dB，且頻率越高，各種寄生效應(yīng)越明顯，因此噪聲系數(shù)惡化越嚴(yán)重。與其他文獻(xiàn)LNA相比，噪聲系數(shù)達(dá)到了較優(yōu)結(jié)果。

　　在1.8 V電壓下，電路的功耗為12.5 mW。表1總結(jié)了本文所提出的超寬帶、低噪聲放大器與其他文獻(xiàn)中設(shè)計(jì)的LNA的仿真對(duì)比結(jié)果。結(jié)果表明，本文所設(shè)計(jì)的采用噪聲消除技術(shù)的電路在增益、噪聲系數(shù)、插入損耗及功耗方面較其他設(shè)計(jì)都有更好的效果。

　　根據(jù)噪聲消除技術(shù)原理，利用共柵管較容易實(shí)現(xiàn)輸入匹配的特點(diǎn)，采用差分輸出電路的模式，設(shè)計(jì)了一種在3 GHz～5 GHz頻帶內(nèi)超寬帶、低噪聲放大器電路。本文對(duì)電路的設(shè)計(jì)原理和參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行了定量分析。基于0.18 μm CMOS工藝對(duì)電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)，在3 GHz～5 GHz帶寬內(nèi)，電壓增益大于17 dB，噪聲系數(shù)低于2.7 dB；在1.8 V電源電壓下，電路功耗為12.5mW。與其他文獻(xiàn)相比較，所設(shè)計(jì)的低噪聲放大器達(dá)到了較好水平。

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