引言

    光通信系統(tǒng)的光接收機中前置放大器的性能決定了接收端信號的通信質(zhì)量，一般要求高跨阻增益，低輸入?yún)⒖荚肼暎瑢挼膭討B(tài)范圍和高的電源噪聲抑制比等。隨著通信速率的升高，跨阻放大器以低的輸入噪聲和更寬的帶寬成為了設計首選。光接收機中前置跨阻放大器要求長時間連續(xù)工作，因此工作環(huán)境溫度的變化不可避免的對芯片性能造成影響。為此，必須對放大器進行一定的溫度補償。在光接收機中，輸入光功率和PD二極管的響應度決定了輸入電流，在輸入電流過大的時候，自動使得跨阻增益減小，從而達到輸入范圍擴大的目的。

    雖然目前CMOS工藝的跨阻放大器能夠達到很高的工作速率^[1]，但是在通信速率為10 Gb/s的節(jié)點上，CMOS前置放大器芯片往往會消耗更大的功耗，有更高的噪聲^[2]，為提高帶寬而采用無源電感^[3]或者變壓器^[4]不僅占據(jù)更大的面積，甚至導致功耗進一步增大。相比CMOS工藝而言，BiCMOS SiGe工藝器件有著更高的截止頻率和相對低的器件噪聲^[5]，這意味著穩(wěn)定良好的芯片性能和更小的芯片面積符合商用芯片的要求。

1 前置放大器電路設計

    光接收機端一般由跨阻放大器、限幅放大器、時鐘恢復電路和解復用器電路組成^[6]，跨阻放大器位于接收機的最前端，其性能好壞對整個光接收機有決定性的影響。

    本文設計的跨阻放大器如圖1所示。其中輸入級電路將PD輸入的光電流轉(zhuǎn)換成輸出電流，實現(xiàn)跨阻放大的作用；自動增益控制電路在輸入光電流較大時將跨阻減小，從而擴展輸入動態(tài)范圍；溫度補償電路對輸入級電源電壓進行補償，從而使得增益在帶內(nèi)保持平坦和足夠的帶寬；兩級差分放大電路將輸入級輸出的電壓信號進一步放大的同時，也進行阻抗變換來驅(qū)動輸出緩沖電路；輸出緩沖電路匹配外部負載50 Ω；帶隙偏置電路為核心電路提供穩(wěn)定的供電電壓，同時提供與溫度關聯(lián)的、用來進行溫度補償?shù)碾娏鳎?a class="innerlink" href="http://m.jysgc.com/tags/溫度電流" title="溫度電流" target="_blank">溫度電流）；PD偏置電壓為PD光電二極管提供穩(wěn)定的反偏電壓。

1.1 輸入級電路設計

    本文采用的輸入級電路結構如圖2(b)所示，相比于圖2(a)中一般的共射組態(tài)結構，放大器采用共射組態(tài)和射隨器級聯(lián)的方式，反饋電阻在射隨器N2管的發(fā)射級。其電路方便直流工作點的選取，V_out點的電壓為2V_be，可以直接驅(qū)動后級差分放大電路，而圖2(a)中，V_out約為V_be1的電壓，很難驅(qū)動后級電路，需要進一步的共模電平轉(zhuǎn)換。圖2(b)的另一個很大的優(yōu)點在于其對于后級噪聲有很強的減弱作用，可以看出，后級輸入噪聲要經(jīng)過一個N1管等效到輸入，即減小了g_m1R₁倍，而圖2(a)中，后級輸入噪聲直接通過反饋電阻R_f等效到輸入，其噪聲將會很大，跨阻放大器的靈敏度將會很低。圖2(b)的小信號模型如圖2(c)所示。其中V_reg是由溫度補償模塊產(chǎn)生，來補償溫度對輸入級跨阻和帶寬的影響。

    從圖2(c)中可以得出輸入級電路的傳輸函數(shù)，-3 dB帶寬，低頻輸入阻抗分別為：

    式中g_m1，g_m2為N1管和N2的跨導，R_o1和R_o2為N1管和N2管的發(fā)射極與集電極之間的電阻，C_in為輸入總電容，C_out為輸出端總電容。

1.2 溫度補償電路設計

    為了抑制溫度變化對電路性能的影響，需引入溫度補償電路，且要求電路結構要盡量不影響輸入級的結構和消耗太大的功耗。仿真結果表明，V_reg電壓可以很好地控制電路的增益和-3 dB帶寬，為此，可以產(chǎn)生一個與溫度有關系的V_reg電壓來補償輸入級結構和后級電路的溫度特性。V_reg電壓的產(chǎn)生電路如圖3(a)所示,可以表示為I_tempR+V_be1+V_be2。

    從圖中可以看出，輸入是一個與溫度變化有關系的電流I_temp(I_temp由帶隙基準結構產(chǎn)生)，從而產(chǎn)生一個與溫度有關系的電壓V_reg，這個電壓經(jīng)過一個運算放大器鎖存后供給輸入結構，實現(xiàn)帶負載能力。引入了與溫度有關系的V_reg電壓后，整個放大器的的-3 dB帶寬如圖3(b)所示。從對比中可以發(fā)現(xiàn)，溫度補償可以很好地控制放大器的帶寬，使得帶寬隨溫度變化較小。

1.3 AGC電路設計

    AGC電路的設計思路是在輸入級電路中電阻 R_f并聯(lián)了一個MOS管，當輸入電流較大時，N_f管開啟，處于三極管區(qū)，使得與 R_f并聯(lián)的整個跨阻減小。而當輸入電流較小時，N_f管關閉，處于截止區(qū)，使得整個跨阻最大，如圖 4(a)所示， V_agc產(chǎn)生電路如圖 4(b)所示。

    V_2p和V_2n電壓取自差分放大第二級的輸出，兩個電壓經(jīng)過低通濾波器之后輸入到放大器A₀中，放大器的輸出電壓經(jīng)過低通濾波器之后控制后級MOS管中電流分配，從而產(chǎn)生AGC控制電壓V_agc。假設V_2p電壓上升，經(jīng)過放大器A₀之后，V_offset電壓上升，從而導致M1和M2中電流上升。M1中的電流經(jīng)過PM1鏡像到PM2中，也使得電阻上的電流增加，從而導致V_agc電壓上升，開啟圖 4(a)中的Nf管，實現(xiàn)AGC的作用。值得注意的是，在AGC電路中，為了不使得V_agc電壓上升的過快，加入了M3管，當V_agc電壓上升到一定電壓的時候，會導致M3管開啟并處于三極管區(qū)，與R_c2并聯(lián)后，會導致整個電阻減小，從而一定程度上減小了V_agc電壓。其對比結果如圖5所示。可以看出，M3的引入使得V_agc控制電壓上升的更加緩慢，對輸入電流的調(diào)控范圍更大，但是引入M3管并沒有改變AGC電壓啟動點。

1.4 中間差分放大級電路和輸出緩沖電路設計

    輸入級產(chǎn)生的跨阻增益是有限的，中間差分放大器進一步將輸入信號進行放大，其電路結構采用共射放大器和射隨器相連的結構，如圖 6(a)所示。在共射放大器中，使用了電容簡并來補償由前級產(chǎn)生的增益滾降。利用半邊等效電路概念，其等效結構如圖6(b)所示。

    其等效跨導為：

    可以看出，G_m中包含一個零點和一個極點，分別為1/(R_s1C_s1)和(1+g_m1R_s1)/(R_s1C_s1)，而在N1管的集電極又包含一個極點為1/(R₁C_L)，如果集電極極點和等效跨導中的零點相抵消，則可以擴展放大器的帶寬。但這是以降低低頻增益和引入電阻R_s1的熱噪聲為代價的，需要不斷優(yōu)化和折中選擇。

    射隨器電路除了完成了直流電平轉(zhuǎn)換之外，也將輸出電阻減小到了1/g_m，提高了放大器的帶負載能力；輸出緩沖電路一般要求CML電平輸出，同時要匹配和驅(qū)動外部50 Ω電阻，其結構如圖7所示，在設計中R₁和R₂為50 Ω。為了滿足一定的輸出幅度以驅(qū)動下一級限幅放大器，輸出緩沖電路的電流一般比較大，在本次設計中輸出緩沖電路尾電流源設計為8 mA，這樣可以產(chǎn)生400 mV的差分輸出電壓。

2 版圖和后仿真結果

    整體電路版圖采用0.18 μm BiCMOS SiGe工藝設計，其供電電壓為3.3 V，芯片面積為937 mm×828 mm。交流仿真建立在合適的直流工作點之上，本文設計的跨阻放大器的跨阻增益和等效輸入噪聲仿真結果如圖8所示。從仿真結果中可以看出，放大器的單端跨阻增益為73 dBΩ，-3 dB帶寬在8.7 GHz，在10 G處等效輸入噪聲為17 pA/√Hz，從而得到跨阻放大器的靈敏度為-20 dBm。

    當輸入電流較大的時候，AGC控制電壓就會上升，使得跨阻增益減小，其變化曲線如圖9所示。可見，當輸入電流為40 μA的時候，AGC電壓開始開啟輸入級跨阻上的可變MOS管電阻，減小跨阻增益。

    在高速通信系統(tǒng)中，眼圖是觀察通信質(zhì)量最直觀的方法。本設計版圖后仿真的瞬態(tài)眼圖如圖 10所示。

    從仿真眼圖中可以看出，“眼睛”張開較大，上升和下降沿有一定的過沖，說明帶寬足夠，且輸出關于零電平對稱。“眼皮”厚度較小，說明放大器有比好的抗噪聲性能。跨阻放大器的主要性能匯總如表1所示。

3 結論

    本文采用0.18 μm BiCMOS工藝實現(xiàn)了10 Gb/s跨阻放大器設計。為了獲得帶內(nèi)平坦的增益和較大的輸入動態(tài)范圍，引入了溫度電流和AGC模塊。整個放大器的差分跨阻增益為9 kΩ，帶寬為8.7 GHz，靈敏度為-20 dBm，芯片正在流片中，從版圖后仿真結果來看，其芯片性能指標完全可以使用在10 Gb/s的光通信領域。

參考文獻

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[6] RAZAVI B.Design of integrated circuits for optical communications[M].Asia：McGraw-Hill Education，2005.

作者信息:

陳  偉1，黃啟俊1，何  進1，王  豪1，常  勝1，童志強2

（1.武漢大學 物理科學與技術學院，湖北 武漢430072；2.武漢烽火通信科技股份有限公司微電子部，湖北 武漢430074）