0 引言

    為提高效率，中大功率LED照明驅(qū)動電源應選擇具有軟開關特性的諧振拓撲，如LLC諧振變換器^[1]、LCC諧振變換器等。但LLC諧振變換器恒流特性差，導致不同輸出功率的LED驅(qū)動電源必須單獨設計，而LCC諧振變換器具有良好的恒流特性，在輸出電流保持恒定情況下，輸出電壓可在很寬的范圍內(nèi)變化。選擇LCC諧振變換器作為中大功率LED照明驅(qū)動電源的拓撲不僅可提高不同功率LED驅(qū)動電源的通用性，也降低了生產(chǎn)成本和開發(fā)周期。

    目前LCC拓撲在高壓大功率場合應用比較成熟^[2-3]，在中大功率LED照明驅(qū)動電源中的應用僅處于起步階段，電源工程師也未找到直觀有效的設計方法，被迫憑經(jīng)驗反復更換諧振元件參數(shù)，甚至變壓器繞組匝數(shù)，以期達到較理想的效果。文獻[3]-[5]給出的近似設計方法是通過取變壓器初級側(cè)電壓和電流一次諧波分量得到諧振變換器的交流等效電路，以滯后角和導通角來確定諧振腔參數(shù)。但這種方式的公式推導復雜，設計過程不夠直觀，實驗結(jié)果表明效率也不高。本文在分析LCC諧振變換器瞬態(tài)工作過程中發(fā)現(xiàn)當并聯(lián)諧振電容C_p容量遠小于串聯(lián)諧振電容C_r時，變壓器初級繞組N_p端電壓u_p仍近似為方波。從而采用FHA分析法來獲取電流增益曲線，并利用電流增益曲線確定合適的工作區(qū)域和變換器參數(shù)的方法是有效的。

1 半橋LCC諧振變換器工作原理分析

    半橋LCC諧振變換器原理電路如圖1所示。圖2為LCC諧振網(wǎng)絡等效電路圖。

    圖1中A點輸入電壓為幅值為U_in、占空比接近0.5的方波電壓，其一次諧波為：

    變壓器初級側(cè)等效交流阻抗為：

    LCC諧振變換器的理想工作波形如圖3所示，工作過程定性描述如下：

    在t₀時刻前，Q₁、Q₂均處于截止狀態(tài)，在t₀時刻Q₁導通，諧振腔回路的電流i_P并未回零，其通過Q₁向U_in放電，此時變壓器初級繞組N_P感應電壓“上負下正”，并聯(lián)諧振電容C_P端電壓u_P被鉗位在-n(U_O+V_D)。圖4～圖7中C_OSS1、C_OSS1為Q₁、Q₂源漏極間寄生電容。

    到t₁時刻，諧振回路電流i_P回零，并開始反向增加，此時并聯(lián)諧振電容C_P開始放電，初級繞組端電壓u_P增加，但在t₁～t₂時間段，u_P小于n(U_O+V_D)，次級整流二極管D₃、D₄均處于截止狀態(tài)。

    到t₂時刻，并聯(lián)諧振電容C_P兩端電壓u_P增至n(U_O+V_D)，次級整流二極管D₃開始導通。在t₂～t₃時間段，初級繞組N_P兩端電壓被箝位至n(U_O+V_D)。

    在t₃時刻，Q₁管關斷，Q₁寄生電容C_OSS1開始充電，Q₂寄生電容C_OSS2開始放電，A點電位下降。當A點電位下降到0時，Q₂管并未導通，C_OSS2被反向充電，兩端電壓上升，迫使體二極管D₂導通，Q₂源漏極兩端電壓被箝位為V_D2-TH，這為Q₂的零電壓開通做準備。

    在t₄時刻，Q₂的V_GS2為高電平，由于Q₂的V_DS約等于0(忽略Q₂體二極管導通電壓)，MOS管實現(xiàn)零電壓開通，Q₂處于反向?qū)顟B(tài)。從t₄時刻開始，諧振變換器開始另一半周期的工作，工作情況類似于上半周期。

2 LCC諧振網(wǎng)絡電壓增益與電流增益

    由LCC工作原理的分析可知，因并聯(lián)諧振電容C_P的存在，初級繞組端電壓u_P不是占空比接近50%的方波，且變壓器初級繞組N_P電流i_NP連續(xù)性差，偏離了標準正弦波形態(tài)。但實踐表明：運用FHA分析法獲得的LCC變換器設計參數(shù)依然有效(忽略變壓器折算到初級的分布電容^[3])。顯然LCC諧振網(wǎng)絡存在兩個諧振頻率，其中L_r、C_r串聯(lián)支路諧振頻率為：

2.1 電壓增益曲線

    LCC諧振網(wǎng)絡輸出電壓u_P1與輸入電壓u_A1之比定義為電壓增益M_U，電壓增益的模為：

    其中，電容比m=C_P/C_r，歸一化頻率X=f_SW/f_r，品質(zhì)因素Q=ω_rL_r/R_ac。

    顯然，當歸一化頻率X=1時，電壓增益|M_U|_Xr=1，與負載輕重(Q值大小)無關。電容比m=0.1時，電壓增益|M_U|隨歸一化頻率X變化趨勢如圖8所示。

    LCC諧振變換器處于恒壓輸出模式(U_in，U_O保持不變)時，負載越重，品質(zhì)因素Q也就越大。

    從圖8可知，在負載發(fā)生變化時，電壓增益不變，其工作頻率f_SW變化范圍很大，因此LCC諧振變換器很少用在恒壓輸出模式中。

2.2 電流增益曲線

    如圖2所示，流過諧振網(wǎng)絡等效負載R_ac電流i_NP與輸入電壓u_A1之比定義為電流增益M_I，電流增益的模為：

與負載輕重無關。當感抗ω_rL_r=115.7 Ω、電容比m=0.1時，電流增益|MI|隨歸一化頻率X變化趨勢如圖9所示。

    LCC諧振變換器處于恒流輸出模式(U_in，I_O保持不變)時，由Q值表達式(6)可知：當重載時，U_O大，品質(zhì)因數(shù)Q小。在負載變化過程中，電流增益不變，其工作頻率f_SW變化范圍小，因此LCC諧振變換器適合用在恒流輸出模式中。

3 半橋LCC諧振變換器恒流輸出模式參數(shù)設計

    在LCC變換器恒流輸出模式設計中，已知條件是：輸入電壓U_in的范圍、輸出電流I_O的大小、輸出電壓U_O的范圍、期望工作的最小工作頻率f_SW-min。待確定參數(shù)有：串聯(lián)諧振電感L_r、串聯(lián)諧振電容C_r、并聯(lián)諧振電容C_P、變壓器匝比n等。

3.1 LCC諧振變換器工作區(qū)域的選擇

    由圖2等效電路可知諧振網(wǎng)絡的輸入阻抗為：

    結(jié)合式(7)，可以得出諧振網(wǎng)絡的容性與感性的分界線，如圖9所示，曲線左邊諧振網(wǎng)絡呈容性，右邊呈感性。

    可見當已知輸入、輸出與最小開關頻率后，并聯(lián)諧振電容CP由|M_I|_min確定，與電容比m無關。

    由以上分析可知，需要在效率和頻率變化范圍之間取折中，使得變換器效率更高而頻率變化范圍不至于太大。當輸入輸出條件確定后，電流增益|MI|min也就確定了，為了減小CP的大小，必須降低電流增益曲線固有諧振頻率所對應的電流增益設比例系數(shù)：

    為了限制變換器工作的頻率變化范圍，K值一般取值1.5~3.5之間。最終選擇的工作區(qū)域如圖9陰影部分所示。

3.2 確定|M_U|_max及變壓器匝比n

    為保證在輸入電壓最小、輸出功率最大(電壓增益曲線中Q最大)的情況下，輸出電壓U_O能達到期望的額定電壓，必須保證重載下電壓增益：

3.3 初步確定電容比m

    在確定了K值和匝比n的情況下，由C_r=C_P/m可知：電容比m決定了C_r的大小，m值越大，C_r越小，L_r越大，變換器效率降低，頻率變化范圍越小。LCC在恒流輸出模式下，電容比m一般取0.01~0.05之間。

    由式(8)、式(15)可得L_r在串聯(lián)諧振頻率f_r處對應的感抗ω_rL_r。

3.5 計算最小品質(zhì)因數(shù)Q_min

    確定變壓器匝比n、感抗ω_rL_r后，LCC網(wǎng)絡交流等效電阻R_ac由式(2)可以求出。

    滿載下最小品質(zhì)因數(shù)Q_min為：

3.6 計算串聯(lián)諧振頻率f_r與諧振腔參數(shù)

    根據(jù)給定期望工作的最小工作頻率f_{SW_min}，可以確定串聯(lián)諧振頻率為：

4 實驗結(jié)果分析

    為了驗證理論的分析和參數(shù)計算方法的正確性，試制了一臺96 W的樣機，通過對其電氣參數(shù)的測試，得到了以下結(jié)果。

4.1 工作區(qū)域正確性的驗證

    樣機設計中，已知條件是：輸入電壓U_in范圍360~410 V，額定輸入電壓395 V；輸出電流I_O=2 A，輸出電壓U_O的范圍16~48 V；期望工作的最小工作頻率f_{SW_min}=60 kHz；電容比m=0.02，電流增益比K=2.5。

    通過前面的參數(shù)分析計算得到：當最大電壓增益|M_U|_max=0.9時，匝比n=3.33，L_r=488 μH，C_r=50 nF，C_P=1 nF，其他具體參數(shù)如圖10參數(shù)對照圖所示。

    圖11是變換器開關頻率及效率隨負載變化關系圖。

    由圖10及圖11可知，變換器輸出電壓在16~48 V間變化時，變換器實際工作頻率與理論計算值存在3~6 kHz的誤差，原因是分析計算過程中忽略了變壓器折算到初級的分布電容。

    圖12為LCC諧振變換器各節(jié)點波形圖。

4.2 電容比m大小對變換器的影響

    在第4.1節(jié)描述的輸入輸出及K=2.5條件下，在不同電容比m下，得到如表1所示的諧振腔參數(shù)、滿載效率及頻率變化范圍關系。

    由表1可以看出，隨著電容比m的增大，LCC諧振變換器的效率有所降低，其原因是C_P和L_r的增大。C_P的增大，使諧振腔電流有效值I_P-rms增大了；L_r的增大使電感線圈匝數(shù)增多，銅損增加。

4.3 K值大小對變換器的影響

    在第4.1節(jié)描述的輸入輸出及m=0.02條件下，在不同K值下，得到如表2所示的諧振腔參數(shù)、滿載效率及頻率變化范圍關系。

    由表2可知，隨著K值取值的減小，頻率的變化范圍也減小。若K值取得太小，C_P增大，變換器效率降低；若K值取得太大，L_r電感感量增大，會增加電感的匝數(shù)和體積，從而引起損耗增加，效率同樣降低。在實際應用中需要根據(jù)實際情況調(diào)整K值的大小。

5 結(jié)論

    由于LCC諧振網(wǎng)絡需要工作在感性區(qū)，那么由L_r、C_r組成的串聯(lián)諧振網(wǎng)絡需呈感性，所以L_r感量較LLC大，損耗也更大，因此LCC效率較同等功率的LLC要略低；由LCC電路結(jié)構決定的C_P并聯(lián)在變壓器初級繞組兩端，因而變壓器不能使用磁集成變壓器。

    LCC諧振變換器由于恒流特性好、工作頻率隨負載變化范圍小、效率高等優(yōu)點，在中大功率LED恒流驅(qū)動領域具有廣泛的應用前景。

參考文獻

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作者信息:

李  勇，潘永雄，陳林海，蔡炳利

（廣東工業(yè)大學 物理與光電工程學院，廣東 廣州510006）