為汽車電子系統(tǒng)供電時(shí)，不但需要滿足高可靠性要求，還需要應(yīng)對相對不太穩(wěn)定的電池電壓，具有一定挑戰(zhàn)性。與車輛電池連接的電子和機(jī)械系統(tǒng)具有差異性，可能導(dǎo)致標(biāo)稱 12 V 電源出現(xiàn)大幅電壓偏移。事實(shí)上，在一定時(shí)間段內(nèi)，12 V 電源的變化范圍為–14 V 至+35 V，且可能出現(xiàn)+150 V 至–220 V 的電壓峰值。其中有些浪涌和瞬變在日常使用中出現(xiàn)，其他則是因?yàn)楣收匣蛉藶殄e(cuò)誤導(dǎo)致。無論起因?yàn)楹危鼈儗ζ囯娮酉到y(tǒng)造成的損害難以診斷，修復(fù)成本也很高昂。

通過總結(jié)上個(gè)世紀(jì)的經(jīng)驗(yàn)，汽車制造商對會干擾運(yùn)行、造成損壞的電子狀況和瞬變進(jìn)行了分類。國際標(biāo)準(zhǔn)化組織（ISO）對這些行業(yè)知識進(jìn)行編譯，制定出適用于道路車輛的 ISO 16750-2 和 ISO 7367-2 規(guī)范。汽車電子控制單元（ECU）使用的電源至少應(yīng)該能夠承受這些狀況，且不造成損壞。至于關(guān)鍵系統(tǒng)，則必須保持其功能性和容差。這需要電源能夠通過瞬變調(diào)節(jié)輸出電壓，以保持 ECU 運(yùn)行。理想情況下，完整的電源解決方案無需使用保險(xiǎn)絲，可以最大限度降低功耗，且采用低靜態(tài)電流，在不耗盡電池電量的情況下，支持系統(tǒng)始終保持開啟。

ISO 16750-2 汽車電子系統(tǒng)面臨的狀況

ADI 公司發(fā)布了多份刊物，詳細(xì)介紹 ISO 7367-2 和 ISO 16750-2 規(guī)范，以及如何使用 LTspice?模擬這些規(guī)范。1，2，3，4

在最近的迭代中，ISO 7367-2 電磁兼容規(guī)范主要介紹來自相對較高的阻抗源（2 Ω至 50 Ω）的大幅度（》100 V）、短時(shí)持續(xù)（150 ns 至 2 ms）瞬變。這些電壓峰值通常可以使用無源組件消除。圖 1 顯示定義的 ISO 7367-2 脈沖 1，以及增加的 330 μF 旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V 降低至–16 V，完全在反向電池保護(hù)電路支持的范圍內(nèi)。ISO 7367-2 脈沖 2a、3a 和 3b 的能耗遠(yuǎn)低于脈沖 1，所需的抑制電容也更少。

圖 1.ISO 7367-2：帶和不帶 330 μF 旁路電容的脈沖 1。

ISO 16750-2 主要介紹來自低阻抗源的長脈沖。這些瞬變無法輕松過濾，通常需要使用基于穩(wěn)壓器的主動式解決方案。一些更具挑戰(zhàn)性的測試包括：負(fù)載突降（測試 4.6.4）、電池反接（測試 4.7）、疊加交變電壓測試（測試 4.4），以及發(fā)動機(jī)啟動工況（測試 4.6.3）。圖 2 顯示了這些測試脈沖的視圖。ISO 16750-2 中所示條件的差異性，加上 ECU 對電壓和電流的要求，通常需要合并使用這些方案，以滿足所有要求。

負(fù)載突降

負(fù)載突降（ISO 16750-2：測試 4.6.4）屬于嚴(yán)重的瞬態(tài)過壓，模擬電池?cái)嚅_，但交流發(fā)電機(jī)提供大量電流的情況。負(fù)載突降期間的峰值電壓被分為受抑制電壓或未受抑制電壓，由 3 相交流發(fā)電機(jī)的輸出是否使用雪崩二極管來決定。受抑制的負(fù)載突降脈沖限制在 35 V，不受抑制的脈沖峰值范圍則為 79 V 至 101 V。無論是哪種情況，因?yàn)榻涣靼l(fā)電器定子繞組中存儲了大量電磁能量，所以可能需要 400 ms 進(jìn)行恢復(fù)。雖然大部分汽車制造商使用雪崩二極管，但隨著人們對可靠性的要求不斷增高，使得一些制造商要求 ECU 的峰值負(fù)載突降電壓必須接近未受抑制情況下的電壓。

解決負(fù)載突降問題的解決方案之一就是添加瞬變電壓抑制器（TVS）二極管，從局部箝位 ECU 電源。更緊湊、容差更嚴(yán)格的方法則是使用主動浪涌抑制器，例如 LTC4364，該抑制器以線性方式控制串接的 N 通道 MOSFET，將最大輸出電壓箝位至用戶配置的水平（例如，27 V）。浪涌抑制器可以幫助斷開輸出，支持可配置限流值和欠壓鎖定，且可使用背靠背 NFET 提供通常需要的反向電池保護(hù)。

對于線性穩(wěn)壓功率器件，例如浪涌抑制器，存在的隱患在于，在負(fù)載突降期間限制輸出電壓，或者在短路輸出期間限制電流時(shí)，N 通道 MOSFET 可能功耗較大。功率 MOSFET 的安全工作區(qū)域（SOA）限制最終會限制浪涌抑制器能夠提供的最大電流。它還給出了在 N 通道 MOSFET 必須關(guān)閉，以避免造成損壞之前，必須保持穩(wěn)壓的時(shí)長限制（通常使用可配置定時(shí)器引腳設(shè)置）。這些 SOA 導(dǎo)致的限制隨著工作電壓升高變得更加嚴(yán)重，增加了浪涌抑制器在 24 V 和 48 V 系統(tǒng)中使用的難度。

更具擴(kuò)展性的方法使用降壓穩(wěn)壓器，該穩(wěn)壓器可在 42 V 輸入下運(yùn)行，例如 LT8640S。開關(guān)穩(wěn)壓器與線性穩(wěn)壓器不同，并無 MOSFET SOA 限制，但顯然它更加復(fù)雜。降壓穩(wěn)壓器的效率支持實(shí)施大電流操作，其頂部開關(guān)則允許輸出斷開，并支持電流限制。至于降壓穩(wěn)壓器靜態(tài)電流問題，已由最新一代器件解決，這些器件僅消耗幾微安電流，在無負(fù)載條件下也保持穩(wěn)壓。通過使用 Silent Switcher?技術(shù)和展頻技術(shù)，開關(guān)噪聲問題也得到大幅改善。

此外，有些降壓穩(wěn)壓器能按 100%占空比運(yùn)行，保證頂部開關(guān)持續(xù)開啟，通過電感將輸入電壓傳輸?shù)捷敵觥Ｔ谶^壓或過流條件下，會觸發(fā)開關(guān)操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓穩(wěn)壓器（例如 LTC7862）作為開關(guān)浪涌抑制器使用，實(shí)現(xiàn)低噪聲、低損耗操作，同時(shí)保持開關(guān)模式電源的可靠性。

圖 2. 一些更嚴(yán)格的 ISO 16750-2 測試的概述。

反向電壓

當(dāng)電池終端或跳線因?yàn)椴僮鲉T故障反向連接時(shí)，會發(fā)生反向電壓條件（也稱為反向電池條件）。相關(guān)的 ISO 16750-2 脈沖（測試 4.7）反復(fù)對 DUT 施加–14 V 電壓，每次 60 秒。關(guān)于此測試，有些制造商增加了自己的動態(tài)版本，在突然施加反向偏置（–4 V）之前，先起始地為此器件供電（例如，VIN = 10.8 V）。

快速研究數(shù)據(jù)手冊后發(fā)現(xiàn)，很少有 IC 設(shè)計(jì)可以接受反向偏置，其中 IC 的絕對最小引腳電壓一般限制在–0.3 V。低于地的電壓如果超過一個(gè)二極管的電壓，會導(dǎo)致額外電流流過內(nèi)部結(jié)，例如 ESD 保護(hù)器件和功率 MOSFET 的體二極管。在反向電池條件下，極化旁路電容（例如鋁電解電容）也可能受到損壞。

肖特基二極管可以防止反向電流，但在正常運(yùn)行期間，正向電流更高時(shí)，這種方法會導(dǎo)致更大功耗。圖 3 所示為基于串接 P 通道 MOSFET 的簡單保護(hù)方案，這種方案可以降低功耗損失，但在低輸入電壓下（例如，發(fā)動機(jī)啟動），因?yàn)槠骷撝惦妷旱脑颍@種方案可能無法順暢運(yùn)行。更加有效的方法是使用理想的二極管控制器（例如 LTC4376），以驅(qū)動串行 N 通道 MOSFET，該 MOSFET 在負(fù)電壓時(shí)切斷輸入電壓。正常運(yùn)行期間，理想二極管控制器調(diào)節(jié) N 通道 MOSFET 的源漏電壓降低到 30 mV 或更低，將正向壓降和功耗降低超過一個(gè)數(shù)量級（相比肖特基二極管）。

圖 3. 解決困難的 ISO 16750-2 測試的不同方法。

疊加交變電壓

疊加交變電壓測試（ISO 16750-2：測試 4.4）模擬汽車的交流發(fā)電器的交流輸出的影響。正如名字所示，正弦信號在電池軌道上疊加，峰峰值幅度為 1 V、2 V 或 4 V，具體由嚴(yán)重程度分類決定。對于所有嚴(yán)重性等級，最大輸入電壓為 16 V。正弦頻率以對數(shù)方式排列，范圍為 50 Hz 至 25 kHz，然后在 120 秒內(nèi)回到 50 Hz，總共重復(fù) 5 次。

本測試會導(dǎo)致在任何的互連濾波器網(wǎng)絡(luò)內(nèi)產(chǎn)生大幅度諧振低于 25 kHz 的電流和電壓擺幅，。它也會使開關(guān)穩(wěn)壓器出現(xiàn)問題，其環(huán)路帶寬限制使其難以通過高頻率輸入信號進(jìn)行調(diào)節(jié)。解決方案就像是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但對于反向電壓保護(hù)，這并不是一種解決問題的好方法。

在這種情況下，理想的二極管控制器無法像在反向電壓保護(hù)應(yīng)用中一樣發(fā)揮作用，因?yàn)樗鼰o法足夠快速地開關(guān) N 通道 MOSFET，以和輸入保持同步。柵極上拉強(qiáng)度是其中一個(gè)限制因素，一般因?yàn)閮?nèi)部電荷泵限制在 20 μA 左右。當(dāng)理想的二極管控制器能夠快速關(guān)閉 MOSFET 時(shí)，開啟速度會非常慢，不適合對極低頻率以外的情況實(shí)施整流。

更合適的方法是使用 LT8672 主動整流器控制器，該控制器可以快速開關(guān) N 通道 MOSFET，以按高達(dá) 100 kHz 的頻率整流輸入電壓。主動整流器控制器是帶有兩個(gè)重要附加器件的理想二極管控制器：一個(gè)由輸入電壓增壓的大型電荷存儲器，一個(gè)快速開關(guān) N 通道 MOSFET 的強(qiáng)勁柵極驅(qū)動器。與使用肖特基二極管相比，這種方法可以降低功率損失達(dá) 90%以上。LT8672 也和理想的二極管控制器一樣，保護(hù)下游電路不受電池反接影響。

啟動工況

發(fā)動機(jī)啟動工況（ISO 16750-2：測試 4.6.3）屬于極端欠壓瞬變，有時(shí)候指代冷啟動脈沖，這是因?yàn)樵诟蜏囟认拢瑫l(fā)生最糟糕的電池壓降。特別是，當(dāng)啟動器啟動時(shí)，12 V 電池電壓可能立刻降低到 8 V、6 V、4.5 V 或 3 V，具體由嚴(yán)重程度分類決定（分別為 I、IV、II 和 III 級）。

在有些系統(tǒng)中，低壓差（LDO）線性穩(wěn)壓器或開關(guān)降壓穩(wěn)壓器足以支持電源電軌應(yīng)對這些瞬變，只要 ECU 電壓低于最低的輸入電壓。例如，如果最高的 ECU 輸出電壓為 5 V，且其必須達(dá)到嚴(yán)重程度等級 IV（最低輸入電壓 6 V），那么使用壓差低于 1 V 的穩(wěn)壓器即可。發(fā)動機(jī)啟動工況電壓最低的分區(qū)只能持續(xù) 15 ms 至 20 ms，所以大型旁路電容之后的整流器件（肖特基二極管、理想的二極管控制器、主動整流器控制器）可能能夠經(jīng)受這部分脈沖，如果電壓凈空短暫地下降至低于穩(wěn)壓器壓降差。

但是，如果 ECU 必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要使用升壓穩(wěn)壓器。升壓穩(wěn)壓器可以在高電流電平上，有效保持來自低于 3 V 的輸入的 12 V 輸出電壓。但是，升壓穩(wěn)壓器還存在一個(gè)問題：從輸入到輸出的二極管路徑無法斷開，所以自然地電流在啟動時(shí)或者短路時(shí)不受限。為了防止電流失控，專用的升壓穩(wěn)壓器（例如 LTC3897 控制器）集成浪涌抑制器前端來支持輸出斷開和限流，以及在使用背靠背 N 通道 MOSFET 時(shí)提供反向電壓保護(hù)。這個(gè)解決方案可以利用單個(gè)集成電路解決負(fù)載突降、發(fā)動機(jī)啟動和電池反接，但是可用電流受浪涌抑制器 MOSFET 的 SOA 限制。

4 開關(guān)降壓 - 升壓穩(wěn)壓器通過共用的電感來聯(lián)合同步降壓穩(wěn)壓器和同步升壓穩(wěn)壓器，以消除此限制。這種方法可以滿足負(fù)載突降和發(fā)動機(jī)啟動工況測試的要求，且電流電平或脈沖持續(xù)時(shí)間不會受到 MOSFET SOA 限制，同時(shí)還保有斷開輸出和限流的能力。

降壓 - 升壓穩(wěn)壓器的開關(guān)操作由輸入和輸出電壓之間的關(guān)系決定。如果輸入遠(yuǎn)高于輸出，升壓頂部開關(guān)持續(xù)開啟，降壓功率級則降低輸入。同樣，如果輸入遠(yuǎn)低于輸出，降壓頂部開關(guān)持續(xù)開啟，升壓功率級則增高輸出。如果輸入和輸出大致相等（在 10%至 25%之間），那么降壓和升壓功率級會以交錯(cuò)方式同時(shí)開啟。如此，可以通過僅對高于、約等于或低于輸出的輸入電壓實(shí)施穩(wěn)壓所需的 MOSFET 限制開關(guān)，分別最大化各個(gè)開關(guān)區(qū)域（降壓、降壓 - 升壓、升壓）的效率。

ISO 16750-2 解決方案匯總

圖 3 匯總介紹了應(yīng)對負(fù)載突降、反向輸入電壓、疊加交變電壓和發(fā)動機(jī)啟動工況測試的各種解決方案，以及各種方案的優(yōu)缺點(diǎn)。可以得出幾個(gè)關(guān)鍵結(jié)論：

? 漏極面向輸入的串接 N 通道 MOSFET 極其有用，因?yàn)樗捎糜谙蘖骱蛿嚅_輸出，無論是它被用作開關(guān)（例如，在降壓功率級中）或線性控制器件（例如，在浪涌抑制器中）。

? 涉及反向輸入保護(hù)和疊加交變電壓時(shí)，使用 N 通道 MOSFET 作為整流組件（面向輸入的源極）可以大幅降低功率損失和壓降（與使用肖特基二極管相比）。

? 相比線性穩(wěn)壓器，使用開關(guān)模式電源更合適，因?yàn)樗梢韵β势骷?SOA 導(dǎo)致的可靠性問題和輸出電流限制。它可以無限調(diào)節(jié)輸入電壓極限值，而線性穩(wěn)壓器和無源解決方案本身存在時(shí)間限制，這種限制會令設(shè)計(jì)更加復(fù)雜。

? 升壓穩(wěn)壓器可能需要使用，也可能不需要使用，具體由啟動工況的分類和 ECU（必須提供的最高電壓是多少）的詳情決定。

如果需要升壓穩(wěn)壓，那么 4 開關(guān)降壓 - 升壓穩(wěn)壓器會將上述需要的特質(zhì)融合到單個(gè)器件中。它可以在高電流電平下，有效調(diào)節(jié)嚴(yán)重欠壓和過壓瞬變，以延長持續(xù)時(shí)間。從應(yīng)用的角度來看，這使其成為最可靠和簡單的方法，但其設(shè)計(jì)復(fù)雜性也會增加。然而，典型的 4 開關(guān)降壓 - 升壓穩(wěn)壓器存在一些缺點(diǎn)。其一，不能自然提供反向電池保護(hù)，必須使用額外電路來解決這個(gè)問題。

4 開關(guān)降壓 - 升壓穩(wěn)壓器存在的主要問題在于：它的很大部分運(yùn)行壽命都消耗在效率更低、噪聲更高的降壓 - 升壓開關(guān)區(qū)域。當(dāng)輸入電壓非常接近輸出電壓（VIN ~ VOUT）時(shí)，所有 4 個(gè) N 通道 MOSFET 都會主動開啟，以保持穩(wěn)壓。隨著開關(guān)損耗增大，以及使用最大的柵極驅(qū)動電流，效率降低。當(dāng)降壓和升壓功率級熱回路都啟用，穩(wěn)壓器輸入和輸出電流出現(xiàn)斷續(xù)，這個(gè)區(qū)域內(nèi)的輻射和導(dǎo)電 EMI 性能會受到影響。

4 開關(guān)降壓 - 升壓穩(wěn)壓器可以調(diào)節(jié)偶然出現(xiàn)的大幅度欠壓和瞬態(tài)過壓，但需要使用高靜態(tài)電流、降低效率，并且在更常見、常規(guī)的轉(zhuǎn)換區(qū)域產(chǎn)生更高噪聲。

帶通工作模式提供高效率和 EMI 性能降壓 - 升壓區(qū)域

LT8210 是 4 開關(guān)降壓 - 升壓 DC/DC 控制器，可以按照慣例使用固定輸出電壓運(yùn)行，且支持新 Pass-Thru?工作模式（圖 4），可以通過可配置的輸入電壓窗口消除開關(guān)損失和 EMI。該控制器在 2.8 V 至 100 V 范圍內(nèi)運(yùn)行，可以調(diào)節(jié)發(fā)動機(jī)啟動期間最嚴(yán)重的電池壓降，也可以調(diào)節(jié)未受抑制的負(fù)載突降的峰值幅度。它本身提供–40 V 反向電池保護(hù)，通過增加單個(gè) N 通道 MOSFET 實(shí)現(xiàn)（圖 5 中的 DG）。

圖 4. 支持帶通模式的降壓 - 升壓控制器解決了汽車標(biāo)準(zhǔn)測試帶來的許多問題。

在帶通模式下，當(dāng)輸入電壓在窗口之外時(shí)，輸出電壓被調(diào)節(jié)至電壓窗口的邊緣。窗口頂部和底部通過 FB2 和 FB1 電阻分壓器配置。當(dāng)輸入電壓在此窗口之內(nèi)時(shí)，頂部開關(guān)（A 和 D）持續(xù)開啟，直接將輸入電壓傳輸至輸出。在不開關(guān)狀態(tài)下，LT8210 的總靜態(tài)電流降低至數(shù)十微安。不開關(guān)意味著沒有 EMI 和開關(guān)損失，所以效率高達(dá) 99.9%以上。

對于兩方面都想實(shí)現(xiàn)最佳效果的人來說，可以使用 LT8210，它可以通過切換 MODE1 和 MODE2 引腳，在不同的工作模式之間切換。換句話說，LT8210 在某些情況下可以作為具有固定輸出電壓（CCM、DCM，或 Burst Mode?）的傳統(tǒng)的降壓 - 升壓穩(wěn)壓器運(yùn)行，然后，在應(yīng)用條件變化時(shí)，轉(zhuǎn)而采用帶通模式。對于常開系統(tǒng)和啟停應(yīng)用而言，這個(gè)特性非常有用。

圖 5. 這個(gè) 3 V 至 100 V 輸入降壓 - 升壓控制器以 8 V 至 17 V 帶通輸出運(yùn)行。

帶通性能

圖 5 所示的帶通解決方案將窗口中 8 V 和 17 V 的輸入傳輸至輸出。當(dāng)輸入電壓高于帶通窗口時(shí)，LT8210 將該電壓降低至經(jīng)過調(diào)節(jié)的 17 V 輸出。如果輸入降低至低于 8 V，LT8210 將輸出電壓升高至 8 V。如果電流超過電感限流或設(shè)置的平均限流（通過 IMON 引腳），作為保護(hù)特性在帶通窗口中觸發(fā)開關(guān)操作以控制電流，。

圖 6、圖 7 和圖 8 分別顯示 LT8210 電路對負(fù)載突降、反向電壓和啟動工況測試做出的反應(yīng)。圖 9 和圖 10 顯示在帶通窗口下，實(shí)現(xiàn)的效率改善和可以實(shí)現(xiàn)的低電流操作（低電流時(shí)的效率令人驚訝）。圖 11 顯示帶通模式和 CCM 操作之間的動態(tài)轉(zhuǎn)換。關(guān)于此電路的 LTspice 模擬，以及最嚴(yán)格的 ISO 16750-2 測試脈沖的加速版本，請參考：analog.com/media/en/simulation-models/LTspice-demo-circuits/LT8210_AutomoTIvePassThru.asc。

圖 6. 對未受抑制的負(fù)載突降的帶通響應(yīng)。

圖 7.LT8210 對電池反接的響應(yīng)。

圖 8. 對發(fā)動機(jī)冷啟動的帶通響應(yīng)。

圖 9.CCM 和帶通操作的效率。

圖 10. 在帶通模式（VIN = 12 V）下，無負(fù)載輸入電流。

圖 11. 帶通和 CCM 操作之間的動態(tài)轉(zhuǎn)換。

結(jié)論

為汽車電子系統(tǒng)設(shè)計(jì)電源時(shí)，LT8210 4 開關(guān)降壓 - 升壓 DC/DC 控制器通過其 2.8 V 至 100 V 輸入工作范圍、內(nèi)置的反向電池保護(hù)和其新帶通工作模式，提供出色的解決方案。帶通模式可以改善降壓 - 升壓操作，實(shí)現(xiàn)零開關(guān)噪聲、零開關(guān)損失，以及超低的靜態(tài)電流，同時(shí)將輸出調(diào)節(jié)至用戶配置的窗口水平，而不是固定電壓。輸出電壓的最小和最大值與例如負(fù)載突降和冷啟動期間的大幅度瞬變相綁定，沒有 MOSFET SOA 或者由線性狀況導(dǎo)致的電流或時(shí)間限制。

新型 LT8210 控制方案支持在不同的開關(guān)區(qū)域（升壓、降壓 - 升壓、降壓和不開關(guān)）之間實(shí)現(xiàn)干凈快速的瞬變，因此能夠調(diào)節(jié)輸入中的大信號和高頻率交流電壓。LT8210 可以在帶通操作模式和傳統(tǒng)的固定輸出電壓、降壓 - 升壓操作模式（CCM、DCM 或 Burst 模式）之間切換并保持運(yùn)行，固定輸出可以設(shè)置為帶通窗口中的任何電壓（例如，在 8 V 至 16 V 窗口中，VOUT = 12 V）。這種靈活性使得用戶能夠在帶通和常規(guī)的降壓 - 升壓操作之間切換，利用帶通模式的低噪聲、低 IQ 和高效率操作，在 CCM、DCM 或 Burst 模式下實(shí)現(xiàn)更精確的穩(wěn)壓和更出色的瞬態(tài)響應(yīng)。

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